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一般在整流后的小电压Vinmin_DC处设计反激变换器，可由Cbulk计算Vinmin_DC：：确定大占空比Dmax反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM模式存储的能量少，故DCM模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM模式而言，DCM模式使得初级电流的RMS增大，这将会增大MOS管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。图4反激变换器对CCM模式反激变换器而言，重庆L9000冷光源主机维修，输入到输出的电压增益**由占空比决定。而DCM模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂。但是，重庆L9000冷光源主机维修，如果我们在DCM模式与CCM模式的临界处（BCM模式）、输入电压低（Vinmin_DC）、满载条件下，设计DCM模式反激变换器，重庆L9000冷光源主机维修，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM模式，还是DCM模式，我们都可以按照CCM模式进行设计。如图4。那第三方服务商怎样才能发展起来呢？重庆L9000冷光源主机维修
图8中级联的两个非门共用电源端Vcc和接地端GND。Vcc到个非门供电引脚间都会存在寄生电感，个非门的地引脚到GND之间也同样存在寄生电感。在实际板级电路中设计中，寄生电感不可避免，电源平面、地平面、过孔、焊盘、连接焊盘的引出线都会引入额外的寄生电感。图8已画出了电源端和地端的寄生电感。当首先个非门输入高电平，其输出低电平。此时将会形成图中虚线所示的电流通路，首先个非门接地处寄生电感上的电压为：V=L*di/dt这里i为逻辑转换过程形成的瞬态电流。如果电路转换过程非常快（高速器件内部晶体管转换时间已降到了皮秒级），di/dt将是个很大的值，即使很小的寄生电感L也会在电感两端感应出很大的电压V。对于一些大规模逻辑芯片，接地引脚是内部非常多的晶体管共用的，这些晶体管同时开关的话，将产生很大的瞬态电流，再加上极快的转换时间，寄生电感上的感应电压更大。此时首先个非门的输出信号电平为：非门本身低电平电压+寄生电感上的电压。如果这一值接近2V，可能会被第二个非门判断为逻辑1，从而发生逻辑错误。寄生电感可能引起电路逻辑错误，那么如何解决这一问题？图9展示了一种解决方法。把电容紧邻器件放置，跨接在电源引脚和地引脚之间。正常时。重庆L9000冷光源主机维修不能打破厂家的维修垄断，那也就注定医院得继续承受维修黑洞。
电路在谐振时容抗等于感抗，所以电容和电感上两端的电压有效值必然相等，电容上的电压有效值UC=I*1/ωC=U/ωCR=QU，品质因数Q=1/ωCR，这里I是电路的总电流。电感上的电压有效值UL=ωL*I=ωL*U/R=QU，品质因数Q=ωL/R。因为：UC=UL所以Q=1/ωCR=ωL/R。电容上的电压与外加信号电压U之比UC/U=（I*1/ωC）/RI=1/ωCR=Q。电感上的电压与外加信号电压U之比UL/U=ωLI/RI=ωL/R=Q。从上面分析可见，电路的品质因数越高，电感或电容上的电压比外加电压越高。Q值影响电路的频率选择性。当电路处于谐振频率时，有大的电流，偏离谐振频率时总电流小。我们用I/I0表示通过电路的电流与谐振电路中电流的比值，即相对变化率。ω/ω0表示频率偏离谐振频率程度。图6显示了I/I0与ω/ω0关系曲线。这里有三条曲线，对应三个不同的Q值，其中有Q1>Q2>Q3。从图中可看出当外加信号频率ω偏离电路的谐振频率ω0时，I/I0均小于1。Q值越高在一定的频偏下电流下降得越快，其谐振曲线越尖锐。也就是说电路的选择性是由电路的品质因素Q所决定的，Q值越高选择性越好。在电路板上会放置一些大的电容，通常是坦电容或电解电容。这类电容有很低的ESL，但是ESR很高，因此Q值很低。
附注：若零点和极点数量增加，增益斜率和相位斜率则变为零点和极点的个数。3波特图：表示系统的输出电压信号相对于输入电压信号的增益-频率和相位移-频率之间的曲线图;为了计算方便，增益一般都以分贝方式表示在对数纸上。4控制到输出特性(系统开环响应)：指电源系统不考虑误差放大器及补偿网络（即补偿器被移除后）的影响，以EA的输入端作为系统输出点,以EA的输出端（PWM的输入端）作为系统(即剩余网络)输入点；若此时系统输入点被扫频仪“扫过”,所得的波特图，即为控制到输出特性，也称系统开环响应。5单位增益：指系统增益为1时的增益量；为了计算方便，通常用相对增益G(s)=20*log1=0dB来定义。6穿越频率Fco（crossoverfrequency）:指在波特图中，系统相对增益为0dB时所对应的频率（增益曲线穿越0dB线的频率点）；也称单位增益频率(带宽)、截止频率或剪切频率,一般以符号Fco表示。7转折频率：电路中两个电抗元件阻抗相等处的频率。8相位裕量(phasemargin）:指系统在穿越频率处，总的环路相位延迟与-360°之差值（见以下示意图）。或指相位曲线在穿越频率处的相位和-180度之间的相位差（减去反相运放本身相移的180°相移）。9增益裕量。站在行业的高度来讲，支持第三方发展，对其它弱势医院的解决维修黑洞是不是一种帮助呢？
7、局部去耦设计方法我们从一个典型逻辑电路入手，讨论局部退耦设计方法。图7是典型的非门（NOTGATE）电路。当输入（Input）低电平时，Q1打开，拉低Q2的基极，因此Q4的基极被拉低，Q3打开，输出（Output）高电平。实际电路设计中，器件之间相互连接构成完整系统，因此器件之间必然存在相互影响。作为例子，我们级联两个非门，如图8所示，看看两个器件之间怎样相互影响。理想的情况应该是：首先个非门输入逻辑低电平（逻辑0），其输出为高电平，第二个非门输入为首先个的输出，也为高电平，因此第二个非门输出低电平。为保证逻辑电路能正常工作，表征电路逻辑状态的电平值必须落在一定范围内。比如对于逻辑，高电平大于2V为逻辑1，低电平小于为逻辑0。当逻辑门电路的输入电平处于上述范围内时，电路能保证对输入逻辑状态的正确判断。当电平值处于到2V之间时，则不能保证对输入逻辑状态的正确判断，对于本例的非门来说，其输出可能是逻辑0，也可能是逻辑1，或者处于不定态。因此输入电平超出规定范围时，可能发生逻辑错误。逻辑电路在设计时采用了很多技术来保证器件本身不会发生这样的错误。但是，当器件安装到电路板上，板级系统的其他因素仍可能导致类似错误的发生。对维修后的医疗器械进行检测 维修后的医疗器械不仅要达到能够使用的标准，维修前的医疗器械效果一致且安全。重庆L9000冷光源主机维修
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下面就计算一个常见的过孔的寄生电感，看看有多大，以便有一个感性认识。设过孔的长度为63mil（对应电路板的厚度毫米，这一厚度的电路板很常见），过孔直径8mil，根据上面公式得：这一寄生电感比很多小封装电容自身的寄生电感要大，必须考虑它的影响。过孔的直径越大，寄生电感越小。过孔长度越长，电感越大。下面我们就以一个0805封装电容为例，计算安装前后谐振频率的变化。参数如下：容值：C=。电容自身等效串联电感：ESL=nH。安装后增加的寄生电感：Lmount=。电容的自谐振频率：安装后的总寄生电感：。注意，实际上安装一个电容至少要两个过孔，寄生电感是串联的，如果只用两个过孔，则过孔引入的寄生电感就有3nH。但是在电容的一端都并联几个过孔，可以有效小总的寄生电感，这和安装方法有关。安装后的谐振频率为：可见，安装后电容的谐振频率发生了很大的偏移，使得小电容的高频去耦特性被消弱。在进行电路参数设计时，应以这个安装后的谐振频率计算，因为这才是电容在电路板上的实际表现。安装电感对电容的去耦特性产生很大影响，应尽小。实际上，如何大程度的小安装后的寄生电感，是一个非常重要的问题，本文后面还要专门讨论。重庆L9000冷光源主机维修
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